工業技術研究院 資訊與通訊研究所李偉宇  鍾蒍
連騰科技 蕭富仁
工研院技術研究院 機械所 黃萌祺

隨著5G行動通訊/連網系統於2020年正式展開商業應用的序幕，為了滿足高速無線資料傳輸與通訊的用戶體驗，多天線陣列技術將廣泛普及應用於每一個5G手持終端載具[1]。其中3GPP [1]又將其分為應用於FR1頻段（410 MHz~7125 GHz）的MIMO （Multi-Input Multi-Output）多天線陣列技術[2-9]，以及應用於FR2頻段（24.25 GH~52.6 GHz）的毫米波波束成型天線陣列（Beamforming Antenna Array）技術[10-16]。FR1頻段由於頻譜資源有限，因此需藉由MIMO多天線陣列架構達成同頻多資料串流傳輸，來提升資料傳輸速率。相較於FR1頻段，FR2 毫米波頻段雖然具有充足的可應用頻譜帶寬來達成高資料量無線傳輸。FR2頻段卻需要搭配設計能夠合成高天線輻射能量指向性與增益的波束成型天線陣列，才能成功克服毫米波頻段較高的無線通道傳輸損耗。

商用的5G以及B5G手持終端載具，除了必須要同時整合FR1 MIMO多天線陣列以及FR2波束成型天線陣列來達成無縫的高速連網通訊外，還必須要能同時相容或兼容整合原有的4G行動通訊、GPS、WiFi MIMO、Bluetooth、NFC等不同無線應用功能的各種天線。除此之外，目前商用的5G手持終端通訊載具雖然已能成功整合實現FR1頻段2單元或者至4單元的MIMO天線陣列通訊應用。然而隨著使用者對於高速資料傳輸速率需求的提升，在不久的將來，B5G手持終端載具也有可能面臨FR1頻段8單元甚至16單元的MIMO天線陣列的設計實現需求[2-9]。因此，要如何才能在元件布局空間有限的手持終端載具中，實現小尺寸且具有整合優勢的FR1與FR2多天線陣列設計[2-16]，是一項具有研究價值的技術挑戰。針對此一研究議題，工研院資通所經由跨單位以及跨領域合作，將部分階段性研究成果以及想法分享整理如下列章節之說明。

終端高整合度FR1頻段MIMO天線陣列設計技術

在2015~2019年間，工研院資通所與國立中山大學天線實驗室 翁金輅 教授共同合作，成功前期開發並布局一系列高整合度FR1 5G NR MIMO天線陣列創新設計專利[17-19]，並已成功實作證明夠進行整合設計實現4單元、8單元至16單元的MIMO天線陣列於手持式終端裝置[5-9]。並且經由實驗測試驗證，所設計實現16單元終端裝置MIMO天線陣列應用於16 x 16 MIMO系統條件下，其歸納所獲得的最大Ergodic通道容量數據約為66~72 bps/Hz （3.4~3.6 GHz；20-dB SNR條件）。其最大的通道容量高於一組理想2 x 2 MIMO系統（100%天線效率條件以及天線單元間ECC數值為0）所能達到最大通道容量的5.74~6.26倍以上[6, 8]。本文章分享其中一個設計架構實施例[9, 18]作為說明範例。

常見的MIMO雙天線解耦合技術會運用設計延伸金屬段[20]、接地開槽孔結構或者電氣解耦合連接線[21]的方式，來改善兩相鄰同頻MIMO雙天線單元之間的能量隔離程度。然而這樣的設計做法需要增加額外的能量解耦合結構布局配置空間，並且不易直接應用於更多天線單元的MIMO陣列解耦合設計。如圖1所示，本項設計實施範例運用開迴路環圈電流共振路徑電氣短路點錯位配置的方式[9, 18]，能夠有效導引配置於相鄰系統接地面兩側4 單元天線陣列中，其左右相鄰2 組雙單元陣列的接地面共振電流向量反向。因此能夠在相鄰天線陣列單元投影區域部分重疊的情況下，改善降低陣幅射單元之間的同頻能量隔離程度（如圖2共振模態電流分析圖）。如圖1以及圖2所示，本項設計實施範例能夠將4單元MIMO天線陣列，成功壓縮整合實現於5G NR-3.5 GHz頻率僅約0.39波長的寬度範圍內。因此有非常利於在終端通訊載具中配置多組本項4單元整合MIMO天線陣列設計，進而實現8單元至16單元的MIMO天線陣列。本項設計實施範例並且能夠成功激發匹配良好的兩個共振模態，分別涵蓋5G NR 3.5 GHz頻段以及WiFi 5.8 GHz頻段操作，並於雙頻操作頻段內均達成高於10dB的能量隔離程度（如圖2所示）。

除了上述所開發具高整合和度優勢的同頻MIMO天線陣列設計技術之外[5-9, 17-19]，在2014~2016年間，工研院資通所與機械所以及業界連騰科技公司所合作開發的積層式縮小化天線單元設計與製造技術[25-29]，能夠成功減少單一天線單元的共振物理尺寸。因此應用於MIMO多天線實現，也能夠有機會更加縮小整體MIMO天線陣列的整體物理尺寸。

圖1 終端FR1頻段高整合度8單元MIMO天線陣列設計實施範例。

圖2 終端FR1頻段高整合度8單元MIMO天線陣列設計實施範例。

PIFA型態天線架構的基礎共振模態（Fundamental Mode）原本激發於4分之1波長共振頻率[24, 25]。已有其他先前相關論文提出藉由設計電容性的耦合饋入架構，能夠成功激發PIFA型態天線產生8分之1波長共振的模態[24, 25]，如此可以成功縮小約50%的整體PIFA天線單元尺寸。圖3所示為所提出積層式縮小化天線單元設計實施範例，其能夠有效的更加減少小型化8分之1波長共振PIFA型態天線的整體尺寸（成功縮小33%以上的耦合式PIFA整體尺寸），並維持良好的天線性能。

積層式縮小化PIFA天線單元架構實施範例，可運用工研院機械所與資通所以及業界連騰科技公司所合作開發的LIM （Laser Induced Metallization）天線製程技術[25-29]來實現。其改良設計高整合度的薄膜式積層饋入耦合電容，來取代先前論文8分之1波長共振PIFA天線所設計的共面耦合電容饋入結構。由平板電容的理論公式可以得知，只要能夠精準控制薄膜介質層達成微小厚度，就可以有效減少達成相同等效電容值所需的平板型態電容面積。如此能夠更加大幅減少先前文獻中8分之1波長耦合共振PIFA所需設計金屬佈局面積較大的分佈式電容饋入結構[24, 25]。因此PIFA主共振輻射金屬路徑能夠有更多的可蜿蜒配置空間，來達到天線共振結構金屬佈局的空間優化，進而成功縮小整體PIFA天線物理尺寸。

圖3 終端高整合度縮小化積層式薄膜PIFA天線設計實施範例。

圖4 終端高整合度縮小化積層式薄膜PIFA天線設計製程實作範例。

圖4所示為所提出的積層式縮小化天線單元設計架構運用LIM製程實現的實作範例。LIM製程技術藉由噴塗雷射能量可誘發奈米觸發膠體附著於天線介質基底，來取代德國LDS（Laser Direct Structuring）製程所採用金屬觸媒參雜共同射出成形塑料。如此的做法可以於實際應用情況下，改善提高天線設計金屬佈局形成於不同介質基底材料的選擇自由度，並且可實現積層式天線結構製作。在圖3中右上方的設計分析比較圖當中，3種不同設計樣態的PIFA天線（傳統4分之1波長共振PIFA、8分之1波長共振PIFA以及所提出積層式縮小化PIFA天線），都已被優化設計調整可涵蓋2.4 GHz頻段WiFi系統操作（2400~2484 MHz）。並且3種不同設計樣態的PIFA天線於2.4 GHz WiFi系統頻段內都能調整能夠達到良好的阻抗匹配程度（< 2:1 VSWR）。

由圖3中可以清楚看到，傳統直接饋入式4分之1波長PIFA共振結構，其所需整體金屬佈局外部面積最大約為115 mm² （5×23 mm²）；共平面耦合電容饋入式8分之1波長PIFA共振結構，其所需整體金屬佈局外部面積縮小至約為75 mm² （5×15 mm²）；而所提出積層式縮小化PIFA天線共振結構（8分之1波長共振模態），其所需整體金屬佈局外部面積縮小至僅約為50 mm² （5×10 mm²）。所提出積層式縮小化PIFA天線設計範例，相較於共平面耦合電容饋入式8分之1波長PIFA共振結構，整體外部佈局尺寸更加縮小了約33%。因此應用於MIMO多天線實現，也能夠有機會更加縮小整體MIMO天線陣列的整體物理尺寸。預計能夠有助於更加減少終端5G/B5G MIMO天線陣列設計的空間配置困難挑戰。在實際產品應用中，工研院資通所提出的積層式縮小化天線單元設計架構，也有機會應用不同多層PCB電路板製程、積層式LTCC低溫共燒陶瓷製程以及積層式LCP或者LPCB軟性電路板製程來實現。

終端高整合度FR2頻段波束成型天線陣列設計

3GPP所定義的 FR2毫米波通訊頻段目前為26 GHz頻段（n258; 24.25~27.5 GHz） 、28 GHz頻段（n257; 26.5~29.5 GHz）以及39 GHz頻段（n260; 37~40 GHz）。在許多已公開的相關文獻中，多頻段的毫米波多波束天線陣列主要採用設計寬頻的天線陣列單元來涵蓋不同頻段操作[13]。然而這樣的設計方式，其距離固定的陣元間距將無法滿足不同頻段所需不同操作波長相應的較佳陣元間距需求（適當陣元間距約為0.5波長）。因此當天線陣元間距配置大於操作頻率0.5波長的頻段時，將會因為有光柵波瓣（grating lobe）的出現，而限制了其可實際應用的多波束掃描覆蓋視角範圍[22]。

圖3 所提出高整合度電流共振天線與磁流共振天線整合設計陣列單元架構。

圖4 磁流共振陣列單元採用分佈式並聯開槽孔天線進行改良設計。

為了克服這個問題，資通所提出一種新型的高整合度多頻毫米波天線陣列單元設計架構[14, 16, 23]。此陣列架構在不同毫米波操作頻段，分別設計不同的電流共振天線與磁流共振天線來實現作為陣列單元（如圖3所示）。其能夠利用電流與磁流不同共振機制的輻射能量轉換相位差異，來達成高整合度不同操作頻段天線陣列單元之間具有低耦合/低相關的共存特性優勢。因此高整合度配置的毫米波不同頻段天線陣列單元，將能夠依照所需不同操作波長相應的較佳陣元間距需求去交錯配置排列，而成功避免不同頻段多波束掃描應用時產生光柵波瓣 （grating lobe）[16, 23]。

圖5 電流共振天線單元採用折疊環圈共振結構進行改良設計。

圖6 常見的偶極天線陣列單元，向外延伸的共振結構設計方式，會造成對相鄰不同頻段天線陣列單元的輻射場型破壞。

磁流共振陣列單元採用一種新型的分佈式並聯開槽孔天線架構，應用於28 GHz頻段操作（如圖4所示）。其利用在接地面邊緣間隔約小於0.5波長的距離配置一對磁流共振開槽孔結構，再搭配非對稱T型的饋入網路致使該一對開槽孔結構激發同向的共振電場。因此能夠在朝向接地面邊緣之外的方向貢獻建設性加成的遠場輻射能量，而形成具有指向性的廣視角輻射場型[14]。

所開發的分佈式並聯開槽孔天線陣列單元架構（應用為28 GHz頻段的多波束天線陣列單元），改良了偶極天線架構向外延伸的共振結構。因此應用於高整合度多頻多波束天線陣列設計時，能夠有效降低對相鄰不同頻段天線陣列單元（38/39GHz頻段）的輻射場型造成影響[16]。所提出的電流共振天線單元則採用折疊環圈共振結構去進行改良設計，應用為較高38/39GHz頻段的多波束天線陣列單元。並且特別設計其高指向性非平衡式的1.5波長共振模態激發於38/39 GHz頻段，而設計調整其低耦合的1.0波長平衡式共振模態激發於28 GHz頻段（如圖5所示） [24-25]，來降低折疊環圈共振結構對相鄰28 GHz頻段多波束天線陣列的輻射場型造成影響[16, 23]。

圖7 所提出高整合度28/39 GHz陣列天線單元與輻射特性模擬分析結果。

常見的偶極天線陣列單元，其向外延伸的共振結構設計方式（如圖6所示）若應用於多頻多波束天線陣列整合設計時，會造成對相鄰不同頻段天線陣列單元的輻射場型破壞（如圖6所示）。圖7所示為所提出高整合度28/39 GHz陣列天線單元的設計實施範例結構與輻射特性模擬分析結果。由圖7中左圖的實施範例結構中可以看到，所設計28 GHz頻段磁流共振並聯開槽孔天線單元以及39GHz頻段折疊環圈共振天線單元，能夠高整合度堆疊整合實現於系統接地面之同一邊緣位置。並且如圖7中右圖所示，其能夠分別於28 GHz頻段以及39GHz頻段，成功激發接地面邊緣向外方向集中的指向性輻射場型，並且彼此之間不會造成嚴重的破壞干擾。

圖8 所提出高整合度28/39 GHz陣列天線單元應用於4單元線性天線陣列的設計實作範例。

圖9 所設計28/39 GHz 高整合度4單元線性天線陣列實施範例的模擬波束成型掃描特性分析。

圖8所示為所提出高整合度28/39 GHz陣列天線單元架構應用於4單元線性天線陣列的設計實作範例（其運用多層PCB板製程實現）。圖9所示為所設計28/39 GHz 高整合度4單元線性天線陣列實施範例的2D/3D模擬波束成型掃描特性分析。由圖9中可以看到，在不同饋入相位變化的影響下，分別在28GHz以及39GHz不同頻率所產生不同方向角度的輻射波束能夠共存操作不會造成嚴重的破壞干擾。因此高整合度配置的毫米波28/39 GHz不同頻段天線陣列單元，能夠依照所需不同操作波長相應的較佳陣元間距需求去交錯配置排列，成功避免不同頻段多波束掃描應用時產生光柵波瓣，進而能提升陣列波束掃描覆蓋範圍。

結論

商用的5G以及B5G手持終端載具，除了必須要同時整合FR1頻段MIMO多天線陣列以及FR2毫米波頻段波束成型天線陣列來達成無縫的高速連網通訊外，還必須要能同時相容或兼容整合原有的4G行動通訊以及不同無線應用功能的各種天線。因此，要如何才能在元件布局空間有限的手持終端載具中，實現小尺寸且具有整合優勢的FR1與FR2多天線陣列設計，是一項具有研究價值的技術挑戰。 關於FR1頻段MIMO多天線陣列設計，本文章分享一項交錯堆疊整合的MIMO天線陣列架構， 以及一項層式縮小化天線單元設計與製造技術為說明範例。運用這些技術能夠成功將4單元、8單元至16單元的MIMO天線陣列整合實現於終端通訊載具當中，並維持良好的MIMO天線性能。關於FR2 毫米波多波束天線陣列設計，本文章分享一種新型的高整合度多頻毫米波天線陣列單元設計架構。此陣列架構利用電流與磁流不同共振機制的輻射能量轉換相位差異，來達成不同操作頻段天線陣列單元之間具有低耦合/低相關的共存特性優勢。因此毫米波28/39GHz不同頻段天線陣列單元可以相鄰整合，並且能夠依照所需不同操作波長相應的較佳陣元間距需求去交錯配置排列，而成功避免不同頻段多波束掃描應用時產生光柵波瓣。這些先期研發技術布局，預期將能有助於克服5G/B5G終端裝置產品FR1頻段以及FR2頻段多天線整合實現的產業應用挑戰。

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